LLC 컨버터의 동기정류 타이밍

센터탭 2차측, 12 V 40 A 출력에 1.5 mΩ MOSFET을 쓴다고 해 봅시다. 공진 주파수 100 kHz에서 반파 사인의 피크는 약 63 A이고, 피크에서 채널 강하는 95 mV 정도입니다. 같은 MOSFET의 바디 다이오드는 0.7 V 안팎이 떨어집니다. 다이오드로 흐르는 1 ns는 채널로 흐르는 1 ns보다 일곱 배쯤 비싸고, 다이오드는 전하까지 쌓아 두었다가 반대쪽 정류기가 도통을 시작할 때 회복시켜야 합니다.

늦은 턴오프는 성격이 다른 문제입니다. 채널이 켜진 채로 전류가 0에 닿으면 전류가 거꾸로 흐르는 것을 막을 것이 없습니다. 출력 커패시터가 변압기 쪽으로 전류를 밀어 넣습니다. 이 전류는 도통 손실을 늘리고, 컨버터가 소프트 스위칭에 쓰는 1차측 전류를 흐트러뜨리며, 게이트가 결국 꺼지는 순간 갑자기 끊기면서 드레인에 링잉을 더합니다.

• 공진 아래 (f_s < f_r): 2차 전류는 대략 공진 주기의 반파 사인을 그린 뒤, 1차 스위치가 상태를 바꾸기 전에 스스로 0으로 돌아옵니다. 반주기의 나머지 동안에는 1차측에 자화 전류만 돌고 2차측은 쉽니다. SR은 1차 게이트 신호가 아니라 전류를 따라가야 합니다.
• 공진점: 반파 사인이 1차 스위칭 에지에서 정확히 끝납니다. 어느 방식으로 해도 결과가 같아서 가장 쉬운 경우입니다.
• 공진 위 (f_s > f_r): 반파 사인이 끝나기 전에 1차 스위치가 뒤집힙니다. 2차 전류는 누설 인덕턴스를 통해 짧은 전류 이전 구간 동안 가파르게 떨어집니다. SR은 수십 ns 안에 꺼져야 하고, 그러지 못하면 역전류가 쌓입니다.

입력이나 부하 범위가 넓은 컨버터는 보통 두 영역을 모두 지나갑니다. 그래서 가장 오래된 방법, 즉 1차 게이트 신호에 고정 지연을 주어 SR 게이트를 만드는 방식은 그대로는 쓰기 어렵습니다. 공진 위에서는 잘 되지만, 공진 아래에서는 전류가 1차 에지보다 먼저 끝나므로 반주기의 나머지 동안 SR이 거꾸로 도통합니다. 컨트롤러가 동작점을 알고 있는 디지털 제어 설계에서는 추가 로직을 붙여 여전히 쓰기도 합니다.

• 전류 감지: 2차 경로에 전류 변압기를 넣으면 전류가 0이 되는 순간을 직접 알 수 있습니다. 정확하지만, 수십 A에서는 센서가 손실과 면적을 더하고 경부하의 작은 전류는 구분하기 어렵습니다.
• 예측: 디지털 컨트롤러가 스위칭 주파수, 공진 소자 값, 부하로 도통 시간을 추정합니다. 정상 상태에서는 잘 맞지만, 믿을 만한 모델과 과도 상태에서의 안전한 대체 동작이 필요합니다.
• 드레인-소스 전압 감지: 각 SR의 V_DS를 보다가 채널 강하가 0에 가까워지면 끕니다. 추가 전력 부품이 필요 없어서 SR 전용 컨트롤러 IC 대부분이 이 방식을 씁니다. 실무에서 겪는 문제도 대부분 여기서 나옵니다.

컨트롤러는 다이 양단 전압을 재지 않습니다. 자기 드레인 핀과 소스 핀 사이를 재는데, 이 핀들과 실리콘 사이에는 본드 와이어, 리드 프레임, 전력 경로와 공유하는 동박의 인덕턴스가 있습니다. 전류가 줄어드는 동안 이 인덕턴스에 걸리는 전압 때문에 드레인이 실제 채널보다 덜 음수로 보입니다.

채널 도통 중 컨트롤러 핀에 보이는 전압

v_sensed = −(i_SR · R_ds(on) + L_s · di_SR/dt)

반파 사인 끝부분의 기울기

|di/dt| ≈ I_pk · 2π · f_r

0 전류에서 꺼지게 하는 문턱

V_th,off ≈ L_s · |di/dt| (0 교차 시점)

위 예에서 반파 사인 끝부분의 기울기는 약 40 A/µs입니다. 감지 경로에 있는 인덕턴스 1 nH마다 40 mV가 생기는 셈인데, 이는 도통 구간 마지막 15 % 정도 동안의 채널 강하 전체보다 큽니다. UCC24624 데이터시트는 일반적인 패키지 인덕턴스를 2~10 nH로 봅니다. 0보다 몇 mV 높게 잡은 비교기 문턱은 전류가 0 근처에 가기 한참 전에 넘어가고, 게이트가 일찍 내려가며, 꼬리 부분은 바디 다이오드가 떠맡습니다.

문턱을 올려 인덕턴스 항을 상쇄하면 나아지지만 한 동작점에서만 맞습니다. 기울기는 부하를 따라 움직이는 피크 전류에 달려 있고, 공진 위에서는 반파 사인이 아니라 전류 이전이 기울기를 정합니다. 전부하에 맞춘 문턱은 경부하에서 너무 높아서, 그때는 SR이 늦게 꺼지고 역전류가 흐릅니다.

파형은 단순화한 것입니다. 공진 아래에서는 f_r의 반파 사인, 공진 위에서는 T_s/2에서 끊긴 뒤 입력한 전류 이전 기울기로 떨어집니다. 게이트는 도통 시작 150 ns 뒤에 켜지고, 감지 전압이 문턱을 넘은 뒤 25 ns 만에 꺼집니다. 공진 아래와 공진점에서는 두 채널 인터록처럼 반주기 끝에 강제로 끕니다. 자화 전류, C_oss 링잉, 비례 게이트 구동, 최소 온타임은 넣지 않았습니다. 경향을 보는 용도이고, 실제 보드의 문턱을 정하는 데 쓰면 안 됩니다.

기본값부터 보세요. f_s는 공진의 0.9배, 40 A, 1.5 mΩ, 1.5 nH인데, 1.5 nH는 이미 위에서 말한 패키지 범위보다 낮은 값입니다. 게이트가 전류가 0이 되기 약 0.7 µs 전에 내려갑니다. 다이오드 꼬리가 정류기 하나당 약 0.76 W를 더해 채널 손실 1.6 W 위에 얹히므로, 두 개를 합치면 타이밍이 완벽할 때보다 손실이 45 % 정도 큽니다.

• L_s를 0으로 두세요. 조기 턴오프가 사라지는 대신 작은 역전류가 생깁니다. 1.5 mΩ에서 +10.5 mV 문턱은 전류가 거꾸로 7 A쯤 흐른 뒤에야 넘어가기 때문입니다.
• L_s를 1.5 nH로 되돌리고 문턱을 "0 전류에서 꺼지는 문턱" 값(약 64 mV)으로 바꿔 보세요. 다이오드 꼬리가 거의 사라집니다.
• 그 문턱 그대로 부하를 10 A로 줄이세요. 이상적인 값이 16 mV 정도로 떨어지고, 이제 SR이 0을 지나서도 켜져 있어 반주기 끝까지 역전류가 흐릅니다.
• 슬라이더를 1.0 위로 옮기세요. 전류를 끝내는 것이 1차 스위치로 바뀌면서 필요한 문턱이 대략 L_s × 전류 이전 기울기(1.5 nH, 100 A/µs에서 150 mV)로 뛰어오릅니다. 공진 위에서는 문턱보다 턴오프 속도가 더 중요합니다.

상용 부품들은 같은 문제를 서로 다른 방법으로 풉니다. 아래 수치는 각 문서의 대표값입니다. 실제로 쓰기 전에 데이터시트 최신 개정판을 확인하세요.

• TI UCC24624: V_DS가 −265 mV 아래로 내려가면 켜고 +10.5 mV 위로 올라가면 끄며, 턴오프 지연은 대표값 23 ns입니다. 도통 중에는 게이트 전압을 낮춰 V_DS를 약 −35 mV로 조절하는데(비례 게이트 구동), 이렇게 하면 턴오프 명령이 올 때 게이트가 이미 문턱 가까이에 있습니다. VSS 핀에 저항을 달면 내부 330 µA 전류원이 턴오프 문턱만 올려 패키지 인덕턴스를 상쇄합니다. 데이터시트는 이 오프셋을 70 mV 아래로 두라고 권하고, SON 5×6처럼 인덕턴스가 작은 패키지에는 필요 없다고 합니다.
• onsemi FAN6248 (응용 노트 AND9618): 적응형 "가상" 턴오프 문턱을 씁니다. 외부 오프셋 저항으로 정해지는 단계만큼 문턱을 주기마다 옮겨, 부하가 바뀌어도 L·di/dt 오프셋이 상쇄되게 합니다. 노트는 di/dt가 부하에 따라 바뀌므로 실질 데드타임도 부하에 따라 바뀐다고 설명합니다.
• ST SRK2001 (응용 노트 AN4674): 남는 바디 다이오드 도통이 최소가 되도록 턴오프 시점을 주기마다 옮기며, 기생 인덕턴스 보상용 외부 부품이 필요 없습니다. 자체 적응형 문턱을 가진 더 빠른 두 번째 비교기가 부하 급변과 공진 위 동작을 맡고, 전류 역전을 피하려고 공진 주파수의 60 % 아래에서는 구동을 멈춥니다.

학계에서는 더 나아간 방법도 나왔습니다. Fu, Liu, Lee, Xu(2009)는 저항, 커패시터, 스위치로 이루어진 회로로 패키지 인덕턴스 전압을 보상하는 구동 방식을 제안했고, 바디 다이오드 도통이 거의 없었다고 보고했습니다. 이후 논문들은 이런 RC 보상이 기생 인덕턴스 값을 꽤 정확히 알아야 한다는 점을 지적합니다.

턴온은 더 쉽지만 공짜는 아닙니다. 컨트롤러는 바디 다이오드가 도통을 시작해 V_DS가 턴온 문턱보다 한참 아래로 내려가기를 기다린 뒤, 게이트가 완전히 올라가기까지 100~200 ns 정도가 걸립니다. 이 구간도 다이오드 도통이고, 스위칭 주파수가 높으면 반주기에서 무시할 수 없는 비중이 됩니다.

• 턴온 직후의 링잉이 턴오프 조건처럼 보일 수 있습니다. 그래서 컨트롤러는 최소 온타임 동안 턴오프 비교기를 막아 둡니다. UCC24624는 475 ns 고정, FAN6248은 직전 도통 시간의 일정 비율을 씁니다.
• 경부하에서는 도통 시간이 고정 최소 온타임보다 짧아질 수 있고, 그러면 SR이 역전류 구간까지 켜져 있게 됩니다. 적응형 최소 온타임이 있는 이유입니다.
• 주로 공진 아래와 버스트 모드에서 생기는 용량성 전류 스파이크는 실제 부하 전류 없이도 V_DS를 음수로 끌어내릴 수 있습니다. UCC24624는 버스트 동작이나 매우 짧은 도통을 감지하면 턴온 지연을 155 ns에서 275 ns로 늘리고, FAN6248은 전류 역전을 감지하면 깨끗한 주기가 일정 횟수 지날 때까지 지연을 늘립니다.

• 드레인·소스 감지선은 전력 동박의 아무 지점이 아니라 MOSFET 패드에서 바로 빼세요. TI는 VD, VSS 트레이스를 MOSFET 패드까지 직접 연결하라고 권합니다. D-PAK, D2-PAK 부품이라면 onsemi 노트는 소스나 게이트 핀 가까운 드레인 패드 가장자리에서 감지하라고 제안합니다.
• 내부 인덕턴스가 작고 켈빈 소스 핀이 있는 패키지를 고르세요. 감지 루프 안의 인덕턴스가 작을수록 문턱 보정이 덜 필요하고, 부하에 따른 변화도 작습니다.
• 게이트 루프는 짧게, 게이트 방전은 강하게 하세요. 턴오프 명령이 빨라도 게이트 전하가 천천히 빠지면 소용이 없습니다. 출력이 큰 설계에서는 onsemi 노트처럼 PNP 방전단을 추가하기도 합니다.
• [LLC 설계 계산기](/tools/llc-design)로 동작점을 먼저 뽑아 두고 SR 타이밍을 확인하세요. 전부하에서 최소·최대 입력 전압이 보통 가장 깊은 공진 아래 동작과 가장 높은 공진 위 동작을 줍니다.

1. 1SR 하나의 V_DS와 게이트를 함께 프로빙하세요. 다이오드 도통은 게이트가 내려간 직후나 올라가기 직전에 약 −0.7 V로 떨어지는 계단으로 보입니다.
2. 2모서리 조건마다 반복하세요. 전부하와 경부하, 최소·최대 입력 전압, 기동, 버스트 모드가 있다면 그것까지. 조기 턴오프가 가장 심한 조건과 역전류가 가장 심한 조건은 대개 서로 다른 모서리에 있습니다.
3. 3역전류는 게이트가 내려간 직후의 양의 드레인 전압 스파이크로 보이고, 레이아웃이 허락하면 로고스키 코일로 변압기 2차 전류를 직접 재도 됩니다.
4. 4턴오프 문턱 오프셋을 몇 단계 바꿔 가며 SR 온도와 효율을 비교하세요. 다이오드 꼬리가 손실의 큰 몫이라면, [MOSFET 손실 계산기](/tools/mosfet-loss)로 보면 타이밍을 고치기 전까지는 R_ds(on)를 낮춰 봐야 얻는 것이 얼마나 적은지 알 수 있습니다.

• Texas Instruments, "UCC24624 Dual-Channel Synchronous Rectifier Controller for LLC Resonant Converters," datasheet SLUSD48C, 2018년 7월 (2022년 3월 개정).
• onsemi, "LLC Resonant Converter Synchronous Rectification Design using FAN6248," application note AND9618/D, Rev. 2, 2018년 1월.
• STMicroelectronics, "SRK2001 adaptive synchronous rectification controller for LLC resonant converter: evaluation board family," application note AN4674.
• D. Fu, Y. Liu, F. C. Lee, M. Xu, "A Novel Driving Scheme for Synchronous Rectifiers in LLC Resonant Converters," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 24, no. 5, pp. 1321–1329, 2009년 5월.
• Z. Luo, Z. Wu, X. Quan, X. Xie, X. Dou, Q. Hu, "Synchronous rectification of LLC resonant converters based on resonant inductor voltage," Frontiers in Energy Research, vol. 11, 2023.