동작 원리
MOSFET 손실은 서로 다른 조건에 좌우되는 항으로 나뉩니다. 전도 손실은 I_rms²과 R_ds(on)을 따르고 온도가 오르면 커집니다. 스위칭 손실은 V_ds, 에지 순간의 전류, f_s를 따릅니다. 이 계산기는 각 항을 데이터시트 값으로 구하므로 무엇부터 줄여야 할지 바로 보입니다.
스위칭 시간은 게이트 전하에서 나옵니다. 밀러 플래토 동안 게이트 전류는 턴온 때 (V_drv − V_pl)/R_g, 턴오프 때 V_pl/R_g이고, Q_gd를 이 전류로 나누면 전압 전이 시간이 됩니다. 전류 전이에는 Q_gs 중 V_th에서 플래토까지의 몫을 쓰며, 여기서는 Q_gs·(V_pl − V_th)/V_pl로 추정합니다.
하프 브리지의 두 자리는 전혀 다르게 동작합니다. 하드 스위칭 FET는 V·I 교차, C_oss 에너지, 반대쪽 다이오드의 회복 전하를 떠맡습니다. 동기 FET는 양단 전압이 거의 없을 때 켜지고 꺼지므로 전도 손실과 데드타임마다의 짧은 다이오드 구간만 봅니다. 동기 FET의 Q_rr과 E_oss도 실제 손실이지만 열은 다른 소자에서 납니다. 이 패키지 안의 열만 이 소자의 T_j를 정하므로 계산기는 둘을 구분합니다.
R_ds(on)은 T_j에 따라 변하고 T_j는 손실에 따라 변하므로 값이 안정될 때까지 반복합니다. 스윕은 주파수마다 이 계산을 다시 하고, 주파수 비례 손실이 전도 손실을 넘는 지점을 찾습니다.
설계 절차
- 1손실이 가장 큰 조건으로 동작점을 넣습니다. 벅이라면 대개 최대 전류와 최대 입력 전압입니다.
- 2Q_gs, Q_gd, V_pl, Q_rr을 실제 전압·전류에 가까운 데이터시트 조건에서 읽습니다.
- 3가장 큰 항을 봅니다. 전도 손실이면 R_ds(on)을 낮추는 것이 맞습니다. 스위칭 손실이면 R_ds(on)이 낮은 소자는 대개 게이트 전하가 커서 오히려 나빠질 수 있습니다.
- 4스위칭 손실이 크면 R_g나 f_s를 낮춥니다. R_g를 바꾼 뒤에는 링잉과 데드타임을 다시 확인합니다.
- 5동기 FET의 데드타임은 데드타임 계산기로 줄이고, 실제 방열 경로는 열 계산기로 확인합니다.
- 6스위칭 수치를 믿기 전에 더블 펄스 시험으로 확인합니다.
공식
- 전도
- P_cond = I_rms² · R25 · (1 + α·(T_j − 25))
- 턴온 시간
- Q_gs2 ≈ Q_gs·(V_pl − V_th)/V_pl; t_ri = R_g·Q_gs2/(V_drv − V_pl); t_fv = R_g·Q_gd/(V_drv − V_pl)
- 턴오프 시간
- t_rv = R_g·Q_gd/V_pl; t_fi = R_g·Q_gs2/V_pl
- 하드 스위칭 손실
- P_sw = ½·V_ds·I_on·(t_ri + t_fv)·f_s + ½·V_ds·I_off·(t_rv + t_fi)·f_s
- 출력 커패시턴스
- P_oss = E_oss·f_s = ½·C_oss(er)·V_ds²·f_s
- 바디 다이오드
- P_D = V_f·(I_on + I_off)·t_dead·f_s; P_rr = Q_rr·V_ds·f_s
- 게이트 구동
- P_gate = Q_g·V_drv·f_s
- 접합 온도
- T_j = T_a + P(T_j)·R_thJA
계산 예시
48 V에서 12 V로 낮추는 10 A 동기 벅을 생각합니다. 리플 3 A, 200 kHz이고 D = 0.25입니다. 소자 값은 특정 부품이 아니라 설명용 100 V FET입니다: 25 °C에서 5 mΩ, α = 0.4 %/K, Q_g 60 nC, Q_gs 18 nC, Q_gd 12 nC, V_th 3 V, V_pl 4.8 V, 구동 10 V, 5 Ω, C_oss(er) 400 pF, V_f 0.9 V, Q_rr 60 nC, 데드타임 60 ns, 주위 50 °C, 20 K/W. 하드 스위칭 FET는 t_ri 6.5 ns, t_fv 11.5 ns, t_rv 12.5 ns, t_fi 7.0 ns입니다. 턴온 0.74 W, 턴오프 1.08 W, C_oss 0.09 W, 역회복 0.58 W인데 전도 손실은 5.02 A rms에서 0.17 W뿐입니다. 합계 2.65 W, T_j 102.9 °C입니다. 스위칭 손실은 약 11 kHz에서 전도 손실을 넘고, 같은 소자가 500 kHz에서는 178 °C까지 오릅니다. 동기 FET는 8.69 A rms를 흘리며 T_j 63.0 °C에서 전도 손실이 0.44 W입니다. 다이오드는 데드타임에 0.22 W를 더하고, 다른 FET에 0.58 W의 역회복 손실을 일으킵니다. 채널 0.44 W에 비해 바디 다이오드 몫이 0.79 W로, 효율 좋은 소자라는 기대와 달리 생각보다 큽니다.
흔한 실수
- 25 °C의 R_ds(on)으로 열 설계를 하는 것. 접합 100 °C에서 이 소자는 약 30 % 높습니다.
- 데이터시트 R_thJA가 내 보드에도 맞는다고 보는 것. 이 값은 지정된 시험 보드 기준입니다. 열 측정이나 방열판 경로 계산으로 바꿔야 합니다.
- Q_rr을 빼는 것. 이 예에서 역회복 손실은 하드 스위칭 FET의 전도 손실보다 큽니다.
- 비선형 C_oss에서 Q_oss·V와 E_oss를 구분하지 않는 것. 둘은 다르고 슈퍼정션 소자에서 차이가 가장 큽니다.
- 이 스위칭 시간을 정확한 값으로 여기는 것. 소스 인덕턴스, 게이트 루프 링잉, V_ds에 따른 Q_gd 변화를 무시한 값입니다.
자주 묻는 질문
스위칭 손실은 얼마나 정확한가요?
±50 %로 보세요. 게이트 전하 추정은 패키지와 배선 인덕턴스를 무시하고, 데이터시트 Q_gd는 한 가지 전압과 전류에서 잰 값입니다. 부품을 비교하고 주된 손실 항을 찾는 데는 충분합니다. 실제 에너지는 더블 펄스 측정으로 얻습니다.
동기 FET의 스위칭 손실이 왜 0인가요?
채널이 켜질 때 바디 다이오드가 이미 도통 중이고, 채널이 꺼지면 다이오드가 전류를 넘겨받습니다. 에지 동안 양단 전압이 1 V 정도뿐이어서 V·I 교차는 무시할 만합니다. 이 소자에 걸린 손실은 다이오드 도통, 역회복, C_oss입니다.
Q_rr 손실은 어디로 가나요?
대부분 하드 스위칭 FET로 갑니다. 이 소자는 버스 전압 대부분을 견디는 상태에서 회복 전하를 공급해야 합니다. 다이오드는 스냅오프 때 작은 몫을 가져갑니다. 계산기는 Q_rr·V_ds·f_s 전체를 하드 스위칭 쪽에 넣으므로 그 소자에는 약간 보수적이고 동기 FET에는 약간 낙관적입니다.
C_oss(er)와 C_oss(tr)의 차이는 무엇인가요?
C_oss(er)은 에너지 기준 값으로, 주어진 전압에서 비선형 C_oss와 같은 에너지를 저장하는 일정 커패시턴스입니다. C_oss(tr)은 같은 전하를 주는 시간 기준 값입니다. 손실에는 에너지 기준 값을 씁니다.
SiC와 GaN에도 쓸 수 있나요?
구조는 같지만 항마다 확인이 필요합니다. SiC 바디 다이오드는 V_f가 3~4 V 정도로 높아 데드타임 비용이 큽니다. GaN은 일반적인 의미의 Q_rr이 없고 역방향 전압이 게이트 구동에 따라 달라지므로 V_f와 Q_rr을 해당 데이터시트에 맞춰 넣으세요.
참고 문헌
- D. Graovac, M. Pürschel, A. Kiep, "MOSFET Power Losses Calculation Using the Data-Sheet Parameters," Infineon Technologies, Application Note, V1.1, 2006.
계산 결과는 공학적 추정치입니다. 데이터시트, 시뮬레이션, 측정으로 설계를 확인하세요.