실제 게이트 드라이브에서 데드타임과 슛스루 여유 측정하기

레그를 보호하는 데드타임은 꺼지는 스위치의 게이트가 문턱 전압 아래로 내려간 순간부터 켜지는 스위치의 게이트가 문턱 전압 위로 올라가는 순간까지입니다. 드라이버 출력의 50 % 지점이나 컨트롤러의 PWM 에지 사이를 재면 로직 경로는 알 수 있어도 스위치에 대해서는 알 수 없습니다. 턴온·턴오프 저항을 따로 쓰는 보드라면 두 게이트가 서로 다른 저항으로 충방전되므로, 문턱까지 걸리는 시간도 두 에지에서 다릅니다.

문턱 전압은 예상되는 최고 접합 온도에서의 값을 쓰세요. 실리콘과 SiC MOSFET 대부분은 온도가 오르면 V_GS(th)가 낮아지므로, 상온에서 충분했던 간격이 뜨거운 방열판 위에서는 줄어듭니다. 소자 데이터시트에 보통 온도별 V_GS(th)가 있으니, 상온 대푯값이 아니라 최고 온도에서 범위의 하한을 쓰세요.

전류 방향 양쪽 모두, 그리고 가장 큰 전류에서 재세요. 하드 스위칭 레그에서 꺼지는 소자의 턴오프는 흐르던 전류에 따라 달라지고, 데드타임 동안 스위치 노드가 움직이는지는 전류 부호에 달려 있습니다. 겹침이 가장 위험한 조건과 다이오드 도통이 가장 긴 조건은 서로 다른 동작점입니다.

하단 게이트는 쉽습니다. 짧은 스프링 접지를 단 패시브 프로브를 보드의 다른 접지가 아니라 켈빈 소스 핀에 바로 물리면 됩니다. 어려운 것은 상단 게이트입니다. 기준점이 스위치 노드라서 몇 ns 만에 버스 전압 전체만큼 움직이기 때문입니다. 일반 차동 프로브는 이 움직임을 공통 모드 전압으로 보는데, 수십 V/ns에서는 유한한 공통 모드 제거비 때문에 게이트 파형에 가짜 스파이크가 생기고, 이를 밀러 턴온으로 착각하기 쉽습니다. 이 측정에는 광절연 프로브, 적어도 에지 주파수 대역에서 공통 모드 제거비가 명시된 차동 프로브가 필요합니다.

결과를 믿기 전에 두 채널의 디스큐를 맞추세요. 프로브와 케이블의 지연은 몇 ns씩 차이 날 수 있는데, 이는 50~200 ns 데드타임에서 무시할 수 없는 크기입니다. 같은 빠른 에지를 두 프로브에 넣어 정렬한 다음에 두 문턱 교차점 사이의 간격을 읽으세요.

처음에는 버스 전압을 낮춰서 프로빙하세요. 프로브 접지 클립이 실수로 스위치 노드에 물린 채 전압을 올리면 오실로스코프, 프로브, 보드가 손상될 수 있습니다.

데드타임을 넉넉히 줘도 꺼져 있는 소자가 스스로 켜질 수 있습니다. 상대 스위치가 켜지면 꺼진 소자의 드레인 전압이 스위치 노드 dv/dt로 올라가고, C_gd · dv/dt 전류가 게이트-드레인 커패시턴스를 통해 게이트로 들어옵니다. 이 전류는 C_gs로 들어가 게이트 전압을 올리거나, 턴오프 경로를 통해 드라이버로 빠져나갑니다. 커패시턴스를 선형으로 본 1차 모델은 다음과 같습니다.

에지 동안의 게이트 전압

v_gs(t) = V_off + C_gd · (dv/dt) · R · (1 − e^(−t/τ)), τ = R · (C_gs + C_gd)

에지 시간

t_edge = V_bus / (dv/dt)

드라이버가 전류를 전혀 흡수하지 못할 때 상한

Δv_gs ≈ C_gd · ΔV / (C_gs + C_gd) ≈ (C_gd / C_gs) · ΔV

R은 턴오프 경로의 저항 전부입니다. 외부 게이트 저항, 내부 게이트 저항, 드라이버의 풀다운 저항을 합친 값이죠. SiC 레그를 가정한 예시 값으로 800 V, 50 V/ns, 유효 C_gd 15 pF, C_gs 1.5 nF, 턴오프 경로 6 Ω을 넣으면 에지는 16 ns, τ는 약 9 ns이고 게이트는 오프 레벨보다 약 3.7 V 올라갑니다. 오프 전압이 0 V이고 고온 문턱이 2 V 근처라면 에지 동안 소자가 일부 켜지기에 충분한 값입니다. 오프 전압을 −4 V로 걸면 최댓값이 약 −0.3 V에 머뭅니다. 턴오프 경로를 2 Ω으로 줄이면 상승폭이 약 1.5 V로 줄어듭니다. 액티브 밀러 클램프는 방식이 다릅니다. R_g를 바꾸는 것이 아니라 게이트에서 오프 레일로 가는 저임피던스 경로를 따로 만들어 비슷한 효과를 냅니다.

이것은 추정이지 예측이 아닙니다. 실제 C_gd는 비선형이 강하고 드레인 전압이 낮을 때 훨씬 커서, 에지 초반에는 하나의 유효값으로 계산한 것보다 많은 전류가 들어옵니다. 전류가 바뀌는 구간에서는 공통 소스 인덕턴스도 따로 전압을 유도합니다. 이 모델은 대안을 비교하는 데 쓰고, 확인은 측정으로 하세요.

1. 1버스 전압을 낮춘 상태에서 두 게이트와 스위치 노드를 위처럼 디스큐를 맞춰 프로빙하고 더블 펄스 시험을 합니다. 스위치 노드만 움직일 때 프로브에 스파이크가 안 보이는지 먼저 확인합니다.
2. 2정격 버스 전압과 최대 전류로 올려 전류 방향 양쪽에서 시험하고, 각 에지마다 두 문턱 교차점 사이의 간격을 읽습니다.
3. 3DC 링크 루프에 동축 션트나 소자 리드를 감싼 로고스키 코일로 전류 측정을 추가합니다. 슛스루가 있으면 출력 커패시턴스 충전으로는 설명되지 않는 전류 스파이크가 스위칭 순간에 더 생깁니다.
4. 4방열판을 최고 온도로 올려 반복합니다. 간격은 보통 줄어들고, 문턱이 낮아지므로 밀러 유도 상승의 영향도 커집니다.
5. 5남은 여유가 얼마인지 알고 싶다면 낮은 전압에서 설정 데드타임을 조금씩 줄이며 DC 링크 전류를 봅니다. 스파이크가 커지기 시작하는 지점이 실제 하한이고, 양산 값은 이보다 충분히 위에 두어야 합니다.

측정한 간격은 스위치와 드라이버 데이터로 구한 최소 요구값과 비교합니다. 이 사이트의 데드타임 계산기가 그 최솟값과 타이머 카운트를 계산해 주고, 데드타임 전압 왜곡 가이드는 반대편 절충, 즉 데드타임이 1 ns 늘어날 때마다 인버터에서 치르는 대가를 보여 줍니다.

• STMicroelectronics, AN6551 "Parasitic turn-on evaluation in silicon carbide MOSFETs," Rev 1, August 2026.
• STMicroelectronics, AN5355 "Mitigation technique of the SiC MOSFET gate voltage glitches with Miller clamp."
• Wolfspeed, PRD-06933 "Capacitance Ratio and Parasitic Turn-on," Rev. 1, January 2023.