LLC 变换器的同步整流时序

以中心抽头副边、12 V 40 A 输出、1.5 mΩ MOSFET 为例。谐振频率 100 kHz 时半波正弦的峰值约 63 A，峰值处沟道压降约 95 mV，而同一颗 MOSFET 的体二极管压降在 0.7 V 左右。二极管导通 1 ns 的代价大约是沟道导通 1 ns 的七倍，而且二极管还会存储电荷，等另一侧整流管开始导通时必须恢复。

关断过晚是另一类问题。沟道仍开着而电流降到零时，没有任何东西阻止电流反向：输出电容会把电流推回变压器。这部分电流增加导通损耗，扰乱变换器实现软开关所依赖的原边电流，并且在栅极最终关断时被突然切断，在漏极上表现为额外的振铃。

• 低于谐振（f_s < f_r）：副边电流大致按谐振周期走完一个半波正弦，在原边开关动作之前自己回到零。半个周期剩下的时间里原边只有励磁电流在流动，副边空闲。SR 必须跟随电流，而不是跟随原边栅极信号。
• 谐振点：半波正弦恰好在原边开关沿结束。两种做法结果一致，所以这是最容易的情况。
• 高于谐振（f_s > f_r）：半波正弦还没走完，原边开关就翻转了。副边电流经漏感在很短的换流区间内陡峭下降。SR 必须在几十 ns 内关断，否则会积累反向电流。

输入或负载范围宽的变换器通常两个区域都会经过。因此最老的做法，即由原边栅极信号加固定延时生成 SR 栅极信号，直接使用并不可靠：高于谐振时没问题，低于谐振时电流在原边开关沿之前就结束了，SR 会在半周期剩余时间内反向导通。在控制器知道工作点的数字控制方案中，加上额外逻辑后这种方法仍有人使用。

• 电流检测：在副边回路串入电流互感器，可以直接知道电流过零的时刻。精度高，但在几十安培下传感器会带来损耗和面积，轻载时的小电流也难以分辨。
• 预测：数字控制器根据开关频率、谐振元件参数和负载估算导通时间。稳态下很准，但需要可靠的模型以及瞬态时的安全后备动作。
• 漏源电压检测：控制器监测每个 SR 的 V_DS，在沟道压降接近零时关断。由于不需要额外的功率元件，大多数专用 SR 控制器 IC 都采用这种方式，实际遇到的麻烦也大多出在这里。

控制器测的不是芯片管芯两端的电压，而是它自己的漏极引脚和源极引脚之间的电压。这些引脚与硅片之间存在电感：键合线、引线框架，以及与功率回路共用的铜箔。电流下降期间，这部分电感上的电压使漏极看起来比沟道实际电压“没那么负”。

沟道导通时控制器引脚上的电压

v_sensed = −(i_SR · R_ds(on) + L_s · di_SR/dt)

半波正弦末端的斜率

|di/dt| ≈ I_pk · 2π · f_r

能在零电流处关断的阈值

V_th,off ≈ L_s · |di/dt|（过零时刻）

按上面的例子，半波正弦末端的斜率约 40 A/µs。检测回路里每 1 nH 电感就对应 40 mV，比导通区间最后约 15 % 时间内的整个沟道压降还大。UCC24624 数据手册给出的典型封装电感为 2~10 nH。设在零点以上几 mV 的比较器阈值，会在电流离零还远的时候就被越过，栅极提前拉低，尾部电流由体二极管承担。

提高阈值来抵消电感项有帮助，但只在一个工作点上准确。斜率取决于随负载变化的峰值电流；高于谐振时，决定斜率的是换流过程而不是半波正弦。按满载调好的阈值在轻载时偏高，这时 SR 关断过晚并出现反向电流。

波形经过简化。低于谐振时电流为 f_r 的半波正弦；高于谐振时在 T_s/2 处被截断，然后按输入的换流斜率下降。栅极在导通开始 150 ns 后开通，在检测电压越过阈值 25 ns 后关断；低于谐振和谐振点时，会像双通道互锁那样在半周期结束时强制关断。没有考虑励磁电流、C_oss 振铃、比例栅极驱动和最小导通时间。它只用来观察趋势，不能用来给实际电路板定阈值。

先看默认值：f_s 为谐振频率的 0.9 倍，40 A，1.5 mΩ，1.5 nH，而 1.5 nH 已经低于上面提到的封装电感范围。栅极在电流过零前约 0.7 µs 就关断了。二极管尾部让每个整流管在 1.6 W 沟道损耗之外再多出约 0.76 W，两个加起来比理想时序多损耗约 45 %。

• 把 L_s 设为 0。提前关断消失了，取而代之的是少量反向电流，因为在 1.5 mΩ 下，+10.5 mV 的阈值要等电流反向约 7 A 之后才会被越过。
• 把 L_s 恢复为 1.5 nH，再把阈值设成“零电流关断所需阈值”显示的值（约 64 mV）。二极管尾部几乎消失。
• 保持这个阈值，把负载降到 10 A。理想阈值降到约 16 mV，SR 现在在过零后仍保持导通，反向电流一直流到半周期结束。
• 把滑块移到 1.0 以上。电流改由原边开关来结束，所需阈值跳到大约 L_s 乘以换流斜率（1.5 nH、100 A/µs 时为 150 mV）。高于谐振时，关断速度比阈值更重要。

各家器件用不同的方法解决同一个问题。下面的数字是各文档中的典型值，实际使用前请核对数据手册的最新版本。

• TI UCC24624：V_DS 低于 −265 mV 时开通，高于 +10.5 mV 时关断，关断延时典型值 23 ns。导通期间它会降低栅极电压，把 V_DS 调节在约 −35 mV（比例栅极驱动），这样关断指令到来时栅极已接近阈值。在 VSS 引脚串一个电阻，内部 330 µA 电流源只抬高关断阈值，用来抵消封装电感。数据手册建议该偏移不超过 70 mV，并指出 SON 5×6 这类低电感封装不需要它。
• onsemi FAN6248（应用笔记 AND9618）：采用自适应“虚拟”关断阈值。控制器按外部偏移电阻设定的步长逐周期移动阈值，使负载变化时 L·di/dt 偏移仍被抵消。笔记说明，由于 di/dt 随负载变化，实际死区时间也随负载变化。
• ST SRK2001（应用笔记 AN4674）：逐周期移动关断时刻，使残余的体二极管导通最小，不需要为寄生电感加外部元件。另一个带自适应阈值、速度更快的比较器负责负载突变和高于谐振的工作；为避免电流反向，开关频率低于谐振频率的 60 % 时停止驱动。

学术界走得更远。Fu、Liu、Lee 和 Xu（2009）提出了一种用电阻、电容和开关组成的网络补偿封装电感电压的驱动方案，报告的体二极管导通几乎为零；后来的论文指出，这类 RC 补偿需要比较准确的寄生电感值。

开通更容易，但也有代价。控制器要等体二极管开始导通、V_DS 降到开通阈值以下，再经过大约 100~200 ns 栅极才完全建立。这段时间同样是二极管导通，开关频率高时在半周期中所占比例不可忽略。

• 开通后的振铃可能看起来像关断条件。因此控制器在最小导通时间内屏蔽关断比较器：UCC24624 固定为 475 ns，FAN6248 取上一周期导通时间的一定比例。
• 轻载时导通时间可能短于固定的最小导通时间，SR 就会被保持到反向电流区间。这正是自适应最小导通时间存在的原因。
• 容性电流尖峰主要出现在低于谐振和突发模式下，即使没有真实负载电流也可能把 V_DS 拉成负值。UCC24624 检测到突发工作或极短导通时会把开通延时从 155 ns 增加到 275 ns；FAN6248 检测到电流反向后会加长延时，直到连续若干个正常周期过去。

• 漏极和源极检测线要直接从 MOSFET 焊盘引出，而不是从功率铜箔上随便取一点。TI 建议 VD 和 VSS 走线直接连到 MOSFET 焊盘。对于 D-PAK、D2-PAK 器件，onsemi 的笔记建议在靠近源极或栅极引脚的漏极焊盘边缘处检测。
• 优先选择内部电感小、带开尔文源极引脚的封装。检测回路内的电感越小，需要的阈值修正越少，随负载的变化也越小。
• 栅极回路要短，栅极放电要强。关断指令再快，栅极电荷放得慢也没用；功率较大的设计中，onsemi 的笔记会加一级 PNP 放电电路。
• 先用 [LLC 设计计算器](/tools/llc-design) 算出工作点再检查 SR 时序：满载下的最低和最高输入电压，通常分别对应最深的低于谐振工作和最高的高于谐振工作。

1. 1同时测量一个 SR 的 V_DS 和栅极。二极管导通表现为栅极刚拉低之后或刚抬高之前跳到约 −0.7 V 的台阶。
2. 2在各个边界工况重复：满载和轻载、最低和最高输入电压、启动过程以及突发模式（如果有）。提前关断最严重的工况和反向电流最严重的工况通常不在同一个角落。
3. 3反向电流表现为栅极拉低后紧接着出现的正向漏极电压尖峰；布局允许的话，也可以用罗氏线圈直接测变压器副边电流。
4. 4把关断阈值偏移改几档，比较 SR 温度和效率。如果二极管尾部占了损耗的大头，用 [MOSFET 损耗计算器](/tools/mosfet-loss) 就能看出，在修好时序之前，降低 R_ds(on) 能换来的收益有多小。

• Texas Instruments, "UCC24624 Dual-Channel Synchronous Rectifier Controller for LLC Resonant Converters," datasheet SLUSD48C, 2018 年 7 月（2022 年 3 月修订）.
• onsemi, "LLC Resonant Converter Synchronous Rectification Design using FAN6248," application note AND9618/D, Rev. 2, 2018 年 1 月.
• STMicroelectronics, "SRK2001 adaptive synchronous rectification controller for LLC resonant converter: evaluation board family," application note AN4674.
• D. Fu, Y. Liu, F. C. Lee, M. Xu, "A Novel Driving Scheme for Synchronous Rectifiers in LLC Resonant Converters," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 24, no. 5, pp. 1321–1329, 2009 年 5 月.
• Z. Luo, Z. Wu, X. Quan, X. Xie, X. Dou, Q. Hu, "Synchronous rectification of LLC resonant converters based on resonant inductor voltage," Frontiers in Energy Research, vol. 11, 2023.