三相逆变器中的死区电压畸变

死区期间，桥臂的两个开关都处于关断状态，输出由承载负载电流的那只二极管决定。如果电流从桥臂流出，下管的二极管导通，输出被钳在负母线上，尽管控制器本想让上管导通。如果电流流入桥臂，上管的二极管导通，输出被钳在正母线上。无论哪种情况，桥臂输出的都是电流把它推到的电压，而不是指令要求的电压。

这种情况每个开关周期发生一次，出现在即将导通的开关被推迟开通的那个边沿。按开关周期平均，桥臂电压会少一个固定的量，其符号由电流方向决定：

单个桥臂的平均误差

Δv = −sign(i) · t_dead · f_s · V_dc

示例（540 V、8 kHz、3 µs）

ΔV = 3 µs · 8 kHz · 540 V ≈ 13.0 V

所以，这个误差是一个与电流同相、而不是与电压同相的方波。它与负载大小无关，只取决于电流的符号，这也是指令电压越小、它的危害越大的原因。

幅值为 ΔV 的方波包含所有奇次谐波，第 n 次谐波的幅值为 4ΔV/(nπ)。对于中性点不接地的三相负载，3 的倍数次分量（3 次、9 次……）在三个桥臂上完全相同，会从相电压（对负载中性点）中消去，于是每个桥臂的方波就变成了熟悉的六步阶梯波。剩下的是一个与电流方向相反的基波分量，以及 5、7、11、13 次这一系列谐波。

基波损失（与电流反向）

4ΔV / π

n 次谐波，n = 5, 7, 11, 13, …

4ΔV / (nπ)

对上面这台驱动器，基波缺额为 4 · 13.0 / π ≈ 16.5 V，5 次谐波约为 3.3 V。采用正弦 PWM、m = 0.9 时，指令相电压峰值为 0.9 · 270 V = 243 V，因此损失为 6.8 %，5 次谐波为 1.4 %。如果按简单的 V/f 曲线降到额定转速的十分之一，指令电压就只剩约 24 V。误差并不会随之减小，于是损失变成指令值的约 68 %，5 次谐波约为 14 %。在电机中，5 次和 7 次谐波电流会合成为 6 倍电频率的转矩脉动，在低速时表现为振动和可闻噪声。

修改下面的参数，即可看到一个电周期内的平均相电压波形。降低调制比可以模拟低速运行；也可以设置一个 SiC 工况，比如 800 V、20 kHz、200 ns：此时桥臂误差为 3.2 V，在 m = 0.9 时约为基波的 1.1 %。

该波形是基于上述理想模型得到的开关周期平均值，忽略了器件开关延迟、导通压降以及过零附近的电流纹波，这些都在下文讨论。

实际误差并不严格等于 t_dead · f_s · V_dc。开关的开通延迟和关断延迟会拉长或缩短有效死区，所以真正有用的量是有效间隔 (t_dead + t_on − t_off)，它随电流、温度和栅极电阻而变化。开关管和二极管的正向压降还会再叠加一个与电流相关的分量。此外，在每次过零附近，纹波电流会在几个开关周期内多次改变符号，因此误差并不是干脆地从 +ΔV 跳到 −ΔV，而是在几安培的范围内逐渐过渡。反映在电流波形上，就是常说的零电流钳位（zero-current clamping）那段平台，方波模型只是对它的近似。

既然误差可以预测，控制器就可以把它补回来：对每一相，电流为正时在电压指令上加 +ΔV，为负时加 −ΔV，通常的做法是把该相的比较值增大或减小 t_dead（或有效间隔）对应的量。难点在于，必须在最关键的地方，也就是过零点，准确知道电流的符号。实测电流带有噪声和纹波，因此实用方案要么用电流指令代替测量值，要么用旋转坐标系中的电流矢量角，要么把阶跃软化为几安培范围内的斜坡，这样即使符号判断错了，代价也小一些。Choi 和 Sul 1996 年的论文是被广泛引用的一个例子，该方案还考虑了开关延迟和器件压降。

补偿能减小低次谐波，但无法消除根源。最干净的办法仍然是缩短死区时间，所以值得根据开关器件和驱动器的数据来确定死区，而不是照抄别人的数值。本站的死区时间计算器可以完成这一计算；配套的死区时间选择指南则讨论了这一权衡中直通的那一面。

• J.-W. Choi and S.-K. Sul, "Inverter Output Voltage Synthesis Using Novel Dead Time Compensation," IEEE Transactions on Power Electronics, 1996.