工作原理
反激变换器在开关导通时把能量储存在变压器的励磁电感中，关断时再释放到副边。匝比决定关断期间原边承受的反射电压 V_or = n·(V_out + V_f)。V_or 越高，关断时间越短、原边电流越小，但漏极应力越大；反之亦然。匝比在占空比最大的最低输入处确定。
励磁电感由 V_in,min、满载时所选的导通模式决定。CCM 按纹波比 r = ΔI/I_c 计算；DCM 取恰好处于临界的临界电感的一个比例。随后用同一电感校核 V_in,max。CCM 设计在高压输入时往往接近或进入 DCM，表中的临界负载给出了转换点。
漏感与副边没有耦合，其能量无法送到输出。关断瞬间这部分能量给 RCD 钳位充电，在漏感电流衰减完之前把漏极电压钳在 V_in + V_clamp。钳位损耗随 V_clamp/(V_clamp − V_or) 增大，因此 V_clamp 接近 V_or 时，损耗远大于漏感能量本身。漏感电流在 t_reset = L_lk·I_pk/(V_clamp − V_or) 内衰减。
本工具不设计磁芯。磁芯需要承受的是峰值电流 I_pk 下的电感 L_m，也就是不饱和地储存能量 ½·L_m·I_pk²。磁芯尺寸、匝数和气隙依据磁芯厂商数据确定，之后再把实测漏感代回钳位计算。
设计步骤
- 1确定输入范围。交流输入时填写最低输入、满载时母线电容的最低电压，而不只是 √2·V_ac,min。
- 2选择 D_max 或 V_or。确认 V_in,max + V_clamp 在降额后的 MOSFET 额定值以内，输出二极管反向电压 V_out + V_in,max/n 可以接受。
- 3CCM 选纹波比，DCM 选 L_m/L_crit，读出 V_in,min 时的 L_m 和电流。
- 4查看 V_in,max 一列的导通模式、峰值电流和临界负载。两个峰值电流中较大者是电流限制和磁芯饱和校核的依据。
- 5估计漏感，确定钳位的 R、C、电阻功率额定值和漏感复位时间。
- 6按 ½·L_m·I_pk² 选磁芯和气隙，然后实测漏感，重新计算钳位。
公式
- 匝比与最大占空比
- V_or = n·(V_out + V_f), D_max = V_or / (V_or + V_in,min − V_ds,on)
- CCM 励磁电流与电感
- P_in = P_out/η, I_c = P_in / (V_in·D), ΔI = V_in·D / (f_s·L_m), L_m = V_in,min·D_max / (f_s·r·I_c)
- DCM 与临界
- L_crit = (V_in,min·D_max)² / (2·f_s·P_in), L_m = k·L_crit, I_pk = √(2·P_in / (L_m·f_s)), D₂ = I_pk·L_m·f_s / V_or
- RMS 电流
- CCM: I_p,rms = √(D·(I_c² + ΔI²/12)), I_s,w = n·√((1 − D)·(I_c² + ΔI²/12)); DCM: I_p,rms = I_pk·√(D/3), I_s,w = n·I_pk·√(D₂/3); I_s,avg = I_out, I_s,rms = I_s,w · I_out / (P_in/(V_out + V_f))
- 电压应力与储能
- V_ds,pk = V_in,max + V_clamp, V_R = V_out + V_in,max / n, E = ½·L_m·I_pk²
- RCD 钳位
- P_clamp = ½·L_lk·I_pk²·f_s·V_clamp / (V_clamp − V_or), R = V_clamp² / P_clamp, C = 1 / ((ΔV_c/V_c)·R·f_s)
- 临界负载与 RHP 零点
- I_o,crit = η·V_in·D·ΔI / (2·V_out), f_RHP = (1 − D)²·R_L·n² / (2π·D·L_m), R_L = V_out / I_out
- 钳位复位时间
- t_reset = L_lk · I_pk / (V_clamp − V_or)
计算示例
默认值：85–265 VAC 输入，85 V 时母线谷值取 90 V，因此 V_in 为 90–375 V；12 V 2 A，η = 85 %，65 kHz，V_f = 0.5 V，D_max = 0.45，CCM r = 0.8。得到匝比 5.89（V_or = 73.6 V），L_m = 1.12 mH。90 V 时原边峰值 0.976 A、谷值 0.418 A、RMS 0.480 A；副边峰值 5.75 A、RMS 2.77 A，其中 1.91 A rms 为输出电容纹波。375 V 时占空比降到 16.4 %，谷值 0.035 A，满载时刚好处于 CCM，负载低于约 1.85 A 即进入 DCM。漏极电压不含尖峰为 448 V，加上 V_clamp = 110 V 为 485 V，低于 650 V 额定值 80 % 的 520 V；输出二极管反向电压 75.6 V。漏感 1 %（11.2 µH）时钳位损耗 1.04 W，占输出的 4.3 %，按 10 % 纹波取 11.8 kΩ、13 nF。90 V 时 RHP 零点为 19.9 kHz，因此穿越频率应低于约 6.3 kHz。改为 DCM、L_m = 0.8·L_crit 时为 358 µH，原边峰值 1.56 A，副边峰值 9.18 A。
常见错误
- 把 √2·V_ac,min 当作最低输入。母线谷值更低，低压时占空比会超过设计值，控制器可能碰到最大占空比限制。
- V_clamp 只比 V_or 高一点。钳位会拿走本应送到输出的能量，损耗成倍增加。
- 只在满载峰值下校核饱和。启动和过载时电流会升到更高的限流值，磁芯在该电流下也必须保持电感。
- 把 V_in,max + V_clamp 直接与 MOSFET 额定值比较。钳位二极管的正向恢复和布线电感会在 V_clamp 之上产生过冲，降额裕量正是为此预留的。
- 只按负载电流选输出电容。反激的纹波电流与 I_out 相当甚至更大，往往由纹波电流额定值决定电容。
常见问题
应该按 CCM 还是 DCM 设计？
DCM 电感小，输出二极管没有反向恢复，也没有 RHP 零点，但峰值和 RMS 电流较大。CCM 降低峰值和 RMS 电流，电流越大越有利，代价是电感更大，RHP 零点限制环路带宽。请用实际条件比较表中两列后再决定。
V_clamp 接近 V_or 时钳位损耗为什么急剧增加？
钳位导通期间，漏感电流以 V_clamp − V_or 决定的斜率下降，此时副边也在向钳位送能量。V_clamp/(V_clamp − V_or) 这一项反映了这一点。V_clamp = 1.5·V_or 时损耗为每周期漏感能量的 3 倍，1.2·V_or 时为 6 倍。
公式是如何验证的？
代入 TI 应用笔记 U-165（SLUA086）的条件：输入 32–72 V，5 V 10 A，V_f = 0.8 V，MOSFET 压降 1 V，70 kHz，n = 5，纹波为峰值的一半（r = 2/3），η = 5/5.8 使输入功率与笔记假设一致。结果为 D = 48.3 %、峰值 5.16 A、纹波 2.58 A、RMS 2.74 A、83 µH（笔记取整为 80 µH）、临界负载 3.33 A、二极管反向电压 19.4 V、副边峰值 25.8 A，均与笔记一致。
为什么不帮忙选磁芯？
磁芯选择取决于材料、允许磁通密度与温升、绕线窗口和绝缘要求，这些仅凭功率级参数无法确定。计算器给出磁芯需要承受的电感和峰值电流，之后请使用磁芯厂商的面积积 (AP) 和气隙数据。
RHP 零点对反馈环路意味着什么？
CCM 下占空比阶跃增大时，关断时间先缩短，在励磁电流跟上之前送往输出的电流会短暂减小。这表现为右半平面零点，增益上升的同时相位滞后。负载越大、输入越低，其频率越低，因此穿越频率要远低于 V_in,min、满载时的值。
计算结果为工程估算值，请结合数据手册、仿真和实测验证设计。