工作原理
移相全桥的两个桥臂在完全不同的条件下开关。超前臂在功率传输区间结束时关断，此时输出电感仍反射到一次侧，电流大且近似恒定，能线性、快速地对开关节点电容充放电。滞后臂在续流区间结束时关断，此时整流管全部导通，变压器相当于短路，能推动节点翻转的只有漏感加串联（shim）电感 L_r 中储存的能量。
因此滞后臂是 L_r 与 C_eq = 2·C_oss + C_tr 之间的谐振过渡。只有 ½·L_r·I_lag² ≥ ½·C_eq·V_in² 时节点才能到达另一侧电轨，等价于 I_lag ≥ V_in/Z0，Z0 = √(L_r/C_eq)。电流更小时电压在到达前就折回，开关带着剩余电压开通。
能量足够还不够，死区时间还必须落在窗口内。漏极在 t1 = asin(V_in/(I_lag·Z0))/ω_r 到达电轨，此后体二极管导通，电流以 V_in/L_r 的斜率下降，在 t2 降到零。若门极晚于 t2 开通，电流已反向，节点开始回摆。窗口随负载减小而变窄，在能量极限处两端在四分之一谐振周期相遇。死区取四分之一周期 (π/2)·√(L_r·C_eq)，在能量足够的所有负载下都落在窗口内。
滞后臂电流取输出电感电流谷值 (I_o − ΔI_Lo/2)/n 加励磁峰值，超前臂电流取电感峰值。图表在 4 % 到 100 % 负载范围内画出 t1、t2、滞后臂死区和超前臂过渡时间，可以读出各自在哪里失效。
设计步骤
- 1输入最难保持 ZVS 的输入电压下的工作点，通常是最高 V_in。
- 2查看能量极限 I_o,min。若高于需要 ZVS 的最轻负载，增大 L_r 或减小 C_eq（更小或更快的 MOSFET，减少节点电容）。
- 3把滞后臂死区设在结果中的四分之一谐振周期附近，再看图：虚线死区应在关心的负载范围内始终位于 t1 与 t2 之间。
- 4在最轻的关心负载下检查超前臂过渡时间是否在其死区之内。
- 5检查最低输入电压、满载时的指令占空比 D_cmd。接近 100 % 时需要改变匝比或 L_r。
- 6用 V_ds 和一次侧电流在实物上确认；C_oss 非线性和杂散电容会使实际窗口移动。
公式
- 有效占空比与输出纹波
- D_eff = n·V_o / V_in, ΔI_Lo = V_o·(1 − D_eff)·T_s/2 / L_o（纹波频率 2·f_s）
- 励磁电流峰值
- I_m = V_in·D_eff·(T_s/2) / (2·L_m)
- 桥臂电流
- I_lead = (I_o + ΔI_Lo/2)/n + I_m, I_lag = (I_o − ΔI_Lo/2)/n + I_m
- 滞后臂能量条件
- ½·L_r·I_lag² ≥ ½·C_eq·V_in², C_eq = 2·C_oss + C_tr ⇔ I_lag ≥ V_in / Z0, Z0 = √(L_r / C_eq)
- 滞后臂 ZVS 窗口
- t1 = asin(V_in / (I_lag·Z0)) / ω_r, t2 = t1 + L_r·I_lag·cos(ω_r·t1) / V_in, ω_r = 1/√(L_r·C_eq); t_quarter = (π/2)·√(L_r·C_eq)
- 超前臂过渡
- t_lead = C_eq·V_in / I_lead
- 滞后臂 ZVS 最小负载（能量）
- I_o,min = n·(V_in/Z0 − I_m) + ΔI_Lo/2
- 占空比丢失
- ΔD ≈ 4·L_r·I_lag·f_s / V_in（一次侧电流经 L_r 从 +I 反向到 −I），D_cmd = D_eff + ΔD
计算示例
默认值：400 V 母线到 48 V、1.5 kW（31.25 A），匝比 5:1，100 kHz，L_o = 20 µH，L_m = 1 mH，L_r = 15 µH，每管 C_oss = 200 pF。D_eff = 0.6，输出纹波 4.8 A，励磁峰值 0.6 A，满载时滞后臂电流 6.37 A，而所需电流只有 2.07 A（C_eq = 400 pF，Z0 = 194 Ω）。仅看能量，ZVS 可保持到 9.73 A，即 31 % 负载。但默认 200 ns 的滞后臂死区下，76 % 负载以下 ZVS 就失效：门极开通前二极管电流已降到零（t2 小于 200 ns）。把死区改为四分之一周期 122 ns，ZVS 恢复到约 32 %，紧贴 31 % 的能量极限。15 µH 的代价是 9.6 % 的占空比，控制器需给出约 70 %。L_r 加倍到 30 µH，ZVS 扩展到 21 % 负载，但占空比丢失也翻倍到 19 %。这些数值与独立的 Python 计算对照过，t1 还与 L_r–C_eq 过渡的数值积分对照过。
常见错误
- 在高压下使用小信号 C_oss，会低估所需能量；应使用能量等效值。
- 忘记变压器绕组电容、探头或吸收电容等会增大 C_eq 的节点电容。
- 为了“保险”把滞后臂死区设得很长。超过 t2 后节点回摆，ZVS 失效。
- 按极轻载 ZVS 选 L_r，却不检查低压输入时的占空比丢失。
- 忽略励磁电流。它对两个桥臂都有帮助，有意降低 L_m 也是扩展 ZVS 的一种办法，代价是环流增加。
常见问题
为什么超前臂几乎总能实现 ZVS？
超前臂过渡时输出电感仍反射到一次侧，开关节点由约 I_o/n 的硬电流源驱动。默认例子中 400 pF 翻转 400 V 只需约 22 ns。只有在反射电流很小的极轻载下，超前臂才需要比常规死区更长的时间。
C_oss 应该填什么值？
能量条件用 MOSFET 数据手册中母线电压下的能量等效输出电容 C_o(er)，时间计算用时间等效 C_o(tr) 更接近。超结 MOSFET 的 C_oss 非常非线性，两者可能相差数倍，结果也随之变化。变压器绕组电容和开关节点上的吸收电容加到 C_tr。
死区越长不是越安全吗？
节点到达电轨后，体二极管只导通到 L_r 中电流降为零为止。晚于此开通时电流已反向，节点开始回摆，开关带压开通。所以计算器给出窗口两端，默认 200 ns 的例子虽然能量足够到 31 %，却在 76 % 以下失去 ZVS。
要加 shim 电感，还是只靠漏感？
L_r 越大，滞后臂 ZVS 失效的负载越低，但电流反向也越慢，表现为占空比丢失和续流期间的环流增加。TI SLUA560 的例子按满载到 50 % 负载实现 ZVS 来选 shim 电感。取到哪里，取决于轻载效率、满载导通损耗和最低输入电压下占空比余量之间的权衡。
模型没有包括什么？
续流期间的导通损耗、整流管压降、二次侧振铃、C_oss 非线性、自适应死区控制，以及输出电感断续时的详细行为。DCM 边界以下滞后臂电流只按励磁电流计算，只是粗略估计。
计算结果为工程估算值，请结合数据手册、仿真和实测验证设计。